Затворный резистор. Часть 2
Во второй части исследования сопротивления цепи затвора IGBT- и MOSFET-транзисторов пойдёт речь о практическом способе определения номинала затворного резистора. Заранее следует отметить, что приведённая ниже информация содержит в себе известную долю погрешности, не изобилует формулами и основывается, по большей части, на практическом опыте. Плюс такого подхода – простота данных и удобство их применения для типовых задач. Минус – для нетиповых преобразователей или режимов работы погрешность предлагаемого метода может оказаться неприемлемой. Но что принять к сведению, а что проигнорировать – на то и разработчик.
В предыдущей части исследования проблемы затворного резистора уже было отмечено, что к выбору номинала этого резистора следует относиться со всей ответственностью. И здесь даже более критичен не слишком большой номинал, а наоборот – слишком малое сопротивление и, как следствие, слишком быстрая скорость переключения. Действительно, если сопротивление избыточно, его последствия наглядны и определяются довольно быстро: перегрев, большая длительность плато Миллера, сквозные токи из-за долгого выключения и малого «мёртвого» времени… Как правило, эти неисправности наглядны, позволяют себя обнаружить в процессе работы преобразователя и не приводят к хаотичным выходам из строя. Другое дело – слишком малое сопротивление. Самое неприятное при этом – кажущаяся спонтанность выходов из строя без видимых причин этих отказов. Импульсное перенапряжение на выключении может быть в норме, ограничено снабберными цепями, сквозных токов не наблюдается, сбоев тоже, но преобразователь выходит из строя. Причина не понятна. И здесь хорошо, если резистор слишком мал, тогда выход из строя «гарантированный», как правило на первом включении или первом же реверсе электродвигателя. Такой отказ проявляется ещё в лабораторных условиях у производителя и с ним ещё можно бороться. Хуже, когда резистор «маловат», тогда отказы появляются реже, становятся спонтанными и с причинами совсем становится не понятно. Преобразователь может пройти все испытания, перегрузочные режимы, а затем, через несколько месяцев, отказать у потребителя при прогоне на холостом ходу. При этом, зачастую, замена вышедшего из строя транзистора инвертора приводит к тому, что далее преобразователь работает исправно. Напрашивается причина – брак, какие-то скрытые дефекты, старение транзистора. На самом деле причина таких спонтанных отказов, почти всегда, либо в сбоях в драйвере, либо в заниженном сопротивлении затворного резистора.
Почему слишком малое сопротивление, т.е. относительно короткие фронты включения/выключения в затворе, приводят к выходу из строя – общепринятой теории нет. Доподлинно (из опыта) известно, что, например IRGPC60B120KD наверняка выходит из строя при сопротивлении затворного резистора менее 20 Ом, аналогично для 2Е719. Так же и для MOSFET: в режиме жёсткого переключения 2П793 спонтанно выходит из строя (а на отдельных партиях поставок – практически поголовно) при сопротивлении менее 50 Ом. Но почему? Тиристорный эффект для IGBT-транзистора? Производителями заявляется, что этот эффект исключён ещё в конце 90-х и на современных транзисторах такого выхода из строя просто не может быть. Токи, воздействующие на обратный диод в период его неполного восстановления? Есть такая теория, но т.к. IGBT и FRD – это отдельные кристаллы, при выходах из строя, о которых идёт речь, из строя выходил именно кристалл IGBT. Значит и не в диоде дело. Для MOSFET есть теория отпирания паразитного биполярного транзистора – BJT (хотя технологически его база закарочена на эмиттер-исток) при больших скоростях du/dt, но производителями заявляется, что для современных транзисторов практически невозможно достичь такой скорости du/dt, при которой произойдёт отказ по причине отпирания BJT. Так почему слишком большая скорость перезаряда затвор-эмиттер (затвор-исток) приводит к отказу? Автор настоящего исследования затрудняется назвать причины, но с уверенностью может утверждать, что так оно и есть.
Более того, как будет показано ниже, производители транзисторов так же рекомендуют определённые сопротивления затворных резисторов, эти значения далеко не минимальны и соответствуют практике. Но почему, например для того же IRGPC60B120KD – это заявленный диапазон 5…100 Ом (а в жёстком переключении, фактически, 20…70 Ом), а не какой-то иной – неизвестно. Исходных данных нет, граничные (предельно-допустимые) значения на сопротивление, длительность фронта в затворе, импульсный ток управления и т.п. в паспортах не приводятся. Но есть практика, подтверждаемая и производителями транзисторов, и разработчиками серийных преобразователей, и она указывает на то, что сопротивление затворного резистора должно быть не менее (…). В противном случае – отказ преобразователя по причине слишком большой скорости протекания переходных процессов на переключении, что бы это утверждение не значило.
Но вернёмся к способу расчёта сопротивления и изначально определимся с «терминами и определениями». Под сопротивлением затворного резистора подразумевается общее, суммарное выходное сопротивление цепей управления. В суммарное сопротивление входят:
1. Собственно сопротивление внешне устанавливаемого затворного резистора;
2. Сопротивление затворного резистора, встроенного в транзисторный модуль (встречается не всегда);
3. Выходное сопротивление драйвера.
Последнее легко рассчитать из импульсного тока драйвера и его выходных напряжений включения/выключения, а эта информация обязательно приводится в паспорте любого драйвера. Например, драйвер МД2180П-Б: выходное напряжение +15 В отпирающее, -10 В запирающее, импульсный ток не менее 18 А. Отсюда выходное сопротивление:
Rout = ∆U / Iimp = 25 / 18 = 1,4 Ом
Допустим, имеется транзисторный модуль со встроенным затворным резистором 2 Ом, тогда уже сопротивление цепи затвора составляет 3,4 Ом. И если в расчёте получается номинал 10 Ом, то должен быть установлен затворный резистор не 10 Ом, а 10 – 3,4 = 6,6 Ом. Такой подход к понятию сопротивления цепи затвора является общепринятым, приводится, например, в (1) и (4) (см. список литературы первой части статьи) и не должен вызывать вопросов. Далее по тексту, а равно и в предыдущей части статьи, автором ставится равенство между понятиями «затворный резистор» и «выходное сопротивление управления», т.к. в контексте задачи – не принципиально.
Определимся с формулировкой задачи. Необходим метод определения номинала затворного резистора для практической задачи построения преобразователя. Это, с одной стороны, усложняет задачу, т.к. в отличии от чистой теории, на практике ошибки чреваты последствиями, а потому предъявляются реальные требования к верификации. С другой стороны задача упрощается, т.к. за базу метода можно взять не теорию, а практический опыт, безотносительно теоретических предпосылок. И опыт, прежде всего, самих производителей транзисторов, транзисторных модулей, драйверов, серийных преобразователей (в частности – «Infineon», «Powerex», «APS»). Приведённый ниже метод, собственно, исключительно на опыте и основывается.
Определимся и с исходными данными, и с верификацией данных на выходе.
Как уже было отмечено в предыдущей части, неоднозначность методов и параметров у производителей транзисторов заставляет с опаской относится к заявленным в паспортах цифрам. Плюс к этому, нельзя не учитывать то обстоятельство, что для отечественной элементной базы список параметров и гарантируемых зависимостей минимален. Последнее даже более критично, т.к. заявляемые параметры на транзисторы «Ангстрем», «ВЗПП-С», «Интеграл» недостаточны даже для «прикидок», не говоря уже о расчётах. Как следствие, в основу расчёта могут быть положены только обязательные параметры, и для оценки затвора (а именно о временных характеристиках цепи затвора идёт речь) – это ёмкости (входная, проходная, выходная) и суммарный заряд затвора. Эти параметры нормируются и почти всегда приводятся в ТУ. Другие параметры, обильно приведённые в паспортах импортных транзисторов, в методе применятся не могут, т.к. такой метод сразу станет неприменим для отечественных транзисторов.
Однако, если попробовать взять в расчёт ёмкости, и прежде всего входную, то здесь возникнет проблема: входная ёмкость величина очень непостоянная и практически неприменимая для расчётов. Действительно, ёмкость нормируется на определённом напряжении коллектор-эмиттер (как правило 25 В); при напряжении 0 В или 500 В разница в значениях может исчисляться порядками. Велико влияние на входную ёмкость и ёмкости Миллера, величина которой тоже значительно зависит от напряжения и эта зависимость тоже очень не линейна. Например, возьмём IRGPC60B120KD: по паспорту входная ёмкость составляет 4,3 нФ. Если измерить входную ёмкости без подачи напряжения коллектор-эмиттер, то получается порядка 6 нФ. Если применить формулу расчёта ёмкости исходя из длительности заряда при известном сопротивлении, то без подачи силового напряжения получается порядка 20 нФ. То же соотношение наблюдается и для более мощных транзисторных модулей (вплоть до FF300R12KS4 на 300 А), и для менее мощных, в т.ч. и для MOSFET: в 1,2 раза выше заявленного в паспорте значения при прямом измерении и в 5 раз выше при расчёте по постоянной времени RC-цепи, где исходными данными является фактически измеренная длительность фронтов. Т.е. ни прямое измерение ёмкости, ни известный расчёт RC-цепи неприменимы; слишком многое необходимо учитывать и слишком велика погрешность.
Остаётся только заряд затвора – один из обязательных параметров, который выдерживает все критерии отбора, и практический опыт производителей. Опираться на что-то большее нецелесообразно.
Для разработчика так же важно провести проверку корректности расчёта до подачи силового напряжения или подключения нагрузки к преобразователю. Все методы, расчёт по которым подразумевает проверку корректности на включённом, нагруженном преобразователе практически неприменимы, т.к. обычно ошибка приводит к выходу из строя и найти её становится не на чем. Таким образом, в контексте решаемой задачи критерием корректности расчёта становится фактически измеренная длительность фронтов включения / выключения в затворе при отсутствующем силовом напряжении. Длительность фронта измеряется общепринятым способом: по уровням 10% и 90% от суммарного размаха напряжения управления. В случае, если фронт включения «затягивается» после достижением напряжением в затворе +10 В (что характерно для маломощных драйверов), то по включению верхнюю границу можно опустить до +10 В, т.к. к 10 В транзистор полностью включается и дальнейшая форма напряжения в затворе не несёт практического смысла. Например, для драйвера с выходными напряжениями +15 В / 0 В – это будут уровни порядка 2 В / 13 В; для драйвера с выходными напряжениями +15 В / -10 В – уровни порядка -7 В / +12 В. Т.е. если в расчёте принято, что длительность сигнала в затворе должна составлять 1 мкс, исходя из этого выбран затворный резистор определённого номинала, то при вышеуказанном измерении должны получиться фронты по 1 мкс (практически - +20%), если принятая длительность не совпадает с фактически измеренной – значит в расчёте ошибка или исходные данные не верны. Такой способ верификации позволяет избежать выходов из строя при наличии ошибки, прост в реализации и достаточно надёжен.
Сам же метод заключается в расчёте сопротивления затворного резистора через суммарный заряд затвора с условно принятым по аналогии временем заряда. В основе лежит метод 3, приведённый в предыдущей части исследования. При этом длительность времени заряда (ёмкости затвора) следует из формулы:
q = i х t
Т.к. I = ∆U / Rg , то:
t = (Qg x Rg ) / ∆U
t – искомая длительность фронта;
Qg – общий заряд затвора (указывается в паспорте);
∆U – размах напряжения для нормируемого общего заряда затвора (указывается в паспорте);
Rg – сопротивление затворного резистора, при которых нормируются энергии потерь и временные характеристики (графики из паспорта транзистора).
Рассчитаем, какие, таким образом, длительности фронтов управления в затворе рекомендуются для некоторых импортных модулей (таблица 1).
Таблица 1 – Типовые примеры расчёта длительности фронта
* - с учётом встроенного резистора 2 Ом
В таблице 1 I/U (А/В) – максимальный средний ток транзистора при 100 0С (тип.) и пиковое напряжение коллектор-эмиттер; t – расчётная длительность фронта, исходя из значений Qg (в диапазоне ∆U) и Rg.
Как следует из таблицы 1 различные производители самых различных транзисторов, фактически, рекомендуют одни и те же длительности фронтов. Эти длительности неодинаковы для транзисторов различной мощности, но для транзисторов на близкие значения коммутируемых токов/напряжений почти совпадают. Но и для разных мощностей явно прослеживается зависимость: чем меньше требуется заряд затвора на переключение (что равносильно меньшей мощность, меньшему току коллектора), тем меньшие длительности фронтов допустимы. И наоборот: чем мощнее транзистор, тем более «затянутыми» должны быть фронты управления. Эта закономерность логична и объясняется, следует полагать, большей длительностью переходных процессов в транзисторе на переключении при большем коммутируемом токе.
Таким образом, т.к. современные транзисторы близки по параметрам, зависимости однозначны и одинаковы для всех производителей, а выбор затворного резистора позволяет большую погрешность (вплоть до +50%), то напрашиваются графики рекомендуемых, оптимальных значений (рисунки 1 и 2):
Рисунок 1 – Диапазон оптимальной длительности фронта
Рисунок 2 – Диапазон оптимального сопротивления резистора
Собственно в подборе оптимального сопротивления по графику 2 и проверки корректности расчёта по графику 1 и заключается весь предлагаемый метод.
Следует ещё раз уточнить значения, приведённые в графиках. На рисунке 1 (так же на рисунке 2) ток коллектор – максимальный постоянный ток транзистора при 100 0С. Для отечественных транзисторов эта величина указывается не всегда, но для ориентира её следует принимать за 0,6 + 0,1 от тока при 25 0С. Длительность фронта здесь – время между 10% и 90% (+10 В на включении) напряжения управления в затворе при отсутствующем напряжении коллектор-эмиттер. На рисунке 2 указанное сопротивление – это суммарное сопротивление цепей управления.
Приведём пример расчёта для транзистора IRGPC60B120KD:
Ток коллектора 60 А, тогда из графика рисунка 2 следует, что сопротивление цепи затвора должно составлять 25…50 Ом.
Встроенный в транзистор затворный резистор отсутствует.
Допустим для управления используется драйвер собственной разработки с оконечным каскадом на одиночной комплементарной паре КТ665 / КТ664 при питании +15 В / -5 В. Такой драйвер выдаёт около 3 А импульсного тока.
Тогда Rg = Rрасч - RDR - RVT = (25…50) - (20 / 3) - 0 = 18…43 Ом
Таким образом, оптимальное сопротивление затворного резистора должно быть 30 Ом, при этом, после установки и измерения при помощи осциллографа, длительность фронтов должна составлять 1 + 0,3 мкс.
Как следует из графиков рисунков 1 и 2 оптимальные значения сопротивления зависят от тока транзистора и его суммарного заряда затвора; нет зависимости от типа транзистора (MOSFET или IGBT) и его пикового, пробивного напряжения. На самом деле графики, без поправок, подходят для IGBT на 1200 В и для MOSFET на 200 В, т.к. их характеристики цепи затвора очень схожи. При большем или меньшем напряжении графики так же подходят, но необходима поправка: сопротивление резистора должно быть увеличено (до типового значения по верхней границе выделенных на графиках областей) при снижении напряжения до 100 В для MOSFET и 600 В для IGBT. И сопротивление резистора должно быть уменьшено для 250 В MOSFET и 1700 В IGBT. При этом оптимальные длительности фронтов не меняются и в указанных диапазонах пикового напряжения транзистора не зависят от напряжения. По части больших или меньших указанных пробивных напряжений здесь не утверждается, т.к. в этих областях автор не имеет достаточного опыта.
Из вышесказанного следует, что тот же расчёт применим и для низковольтных MOSFET. В качестве примера возьмём транзистор 2П793 («ВЗПП-С») управляемый от драйвера 1308ЕУ3 («Группа Кремний-Эл») с импульсным током (по ТУ) не менее 2,5 А.
По ТУ 2П793 ток стока при 100 0С – 18 А, суммарный заряд затвора – 111 нКл (тип.), что вполне соответствует типовым значениям для аналогичных импортных транзисторов (в частности – IRFP250). Из графика рисунка 2 следует, что сопротивление цепи затвора должно составлять 40…75 Ом.
Тогда Rg = Rрасч - RDR - RVT = (40…75) - (15 / 2,5) - 0 = 34…69 Ом
Следовательно, оптимальное сопротивление устанавливаемого резистора – 51 Ом, длительность фронтов должна получиться 0,7 + 0,3 мкс.
Но с отечественными транзисторами не всегда всё так гладко. Возьмём для примера 2Е719 («Ангстрем»).
По ТУ 2Е719 постоянный ток коллектор 100 А при 25 0С, ток при 100 0С …. ? Допустим, 60 А. Заряд затвора не приводится. Оценим характеристики затвора по ёмкости: в ТУ ёмкость затвора не более 20 нФ (в таблице параметров) и далее типовое 2,5 нФ (в справочных параметрах). Очень большой разброс, при этом первое значение подозрительно велико, второе подозрительно мало, т.к. для близкого по параметрам IRGPC60B120KD ёмкость затвора 4,3 нФ. В таком (к сожалению, распространённом) случае и нужен график 1: ориентируясь на порядок сопротивления по графику 2 необходимо практически подобрать резистор, чтобы времена соответствовали графику 1. И для отечественной элементной базы лучше в большую сторону.
Таким образом, указанный метод применим для IGBT с пиковым напряжением 600…1700 В и коммутируемым током 10…1000 А, а так же для MOSFET-транзисторов среднего диапазона напряжения. Т.е. метод перекрывает большую группу преобразователей мощностью от единиц до нескольких сотен кВт. Метод прост в применении, прост в верификации и как показывает практический опыт – не смотря на свою простоту, надёжен и обязателен к применению если и не как базовый расчёт, то как минимум для сопоставления результатов иного расчёта и практического опыта.
В качестве заключения следует сказать, что, разумеется, не все нюансы управления транзистором были указаны. Не говорилось о разной длительности фронтов на включении и выключении, что является нормой для мощных преобразователей; не говорилось о применении внешних конденсаторов затвор-эмиттер для высоковольтных транзисторных модулей и т.п. Более того, метод не перекрывает всех возможных напряжений, токов, мощностей. Но тем не менее, имея в качестве исходных данных только то, что предлагается в ТУ на отечественные транзисторы такой, вышеуказанный способ расчёта, фактически, является единственно возможным достоверным способом. И автор надеется, что эта информация поможет разработчикам избежать ошибок в разработке и избежать ненужных выходов из строя их преобразователей.
