Затворный резистор. Часть 1
Настоящая статья является первой частью исследования проблемы выбора номинала затворного резистора. Подтолкнуло на написание статей о затворных резисторах относительно частые выходы из строя преобразователей у потребителей, в которых задействованы силовые модули или драйверы нашего производства, именно по причине некорректного выбора номинала затворного резистора. И т.к. автор данных статей прежде всего практик, то и подход к проблеме затворного резистора будет сугубо практическим с конечной целью определить, рекомендовать надёжный способ выбора номинала затворного резистора в реальном преобразователе. При этом первая часть будет больше посвящена теории, с безусловной оглядкой на практику, а собственно способ будет предложен во второй части.
На всех схемах электрических принципиальных, где используется IGBT- или MOSFET-транзистор в их затворах нарисован и резистор. Но зачем нужен затворный резистор – зачастую понимания нет. Более того, и в соответствующей литературе практически не пишется о функции этого резистора, разве что кроме «для снижения скорости переключения», но что под этой фразой подразумевается – не совсем понятно. Не понятно и то, на что затворный резистор влияет и, тем самым, что от него зависит. Как следствие, существует несколько распространённых, но ошибочных, точек зрения по этому поводу.
Ошибочные подходы к выбору затворного резистора
1. Резистор нужен для снижения нагрузки на драйвер.
Т.е. для транзистора какой будет номинал резистора – не важно, а ставится он только для того, чтобы не перегрузить драйвер. Возьмём типовой расчёт нагрузочной способности драйвера, например, у «CT Concept» в (1):
PDRV = Qgate x fin x ∆Vgate + Cge x fin x ∆Vgate
Как видим, в этой формуле нет зависимости мощности от импульсного тока и от резистора. И действительно, если заряд затвора транзистора составляет, например, 1 мкКл, то какой резистор не поставь – всё равно транзистору нужен 1 мкКл чтобы включиться или выключиться. Резистор определяет время, т.е. 1 мкКл может перезарядить затвор за 0,1 мкс, а может за 10 мкс, но средняя мощность потребления нагрузкой драйвера от резистора не зависит, а потому такой подход к выбору затворного резистора не верен в принципе.
2. Резистор нужен для снижения скоростей переключения.
Подразумеваются, по большей части, задержки и длительности фронтов, особенно на выключении (обратный выброс) и особенно по напряжению. На самом деле резистор практически не влияет на длительность фронта по напряжению, так что непосредственно величина обратного выброса от резистора не зависит. В частности, времена приведённые в паспортах транзисторов, как правило, нормируются по току, а не по напряжению (см. рисунки 1 и 2). И даже для тока эта зависимость относительно не принципиальна (см., например, разброс значений на рисунках 3 и 4). Но если говорить об обратном выбросе, то на его величину влияет задержка выключения транзистора (по току), которая уже непосредственно зависит от номинала затворного резистора. Чем больше задержка, тем медленнее происходит «рассасывание» тока в нагрузке и, как следствие, тем меньше тока в нагрузке для формирования амплитуды выброса напряжения на выключении. Иначе говоря – физика процесса другая, процесс сам многоступенчатый и очень нелинейный, а потому подходить к выбору резистора исходя из времени выключения для снижения амплитуды обратного выброса – не совсем верно.
3. Резистор нужен для исключения звона на переключении.
Подход в основе своей верен, что будет показано ниже, но не верно то, что разработчик зачастую считает, что дальнейшее увеличения сопротивления уже не нужно, избыточно и кроме внесения дополнительных динамических потерь ничего не даёт. Это уже не правильно. Для корректной работы схемы номинал резистора должен быть хотя бы в несколько раз выше минимального сопротивления, исключающего звон на переключении. В противном случае неизбежны мощные индуктивные выбросы на выключении, большие потери энергии на обратном диоде, ударные токи на включении и т.п. Всё этот никак не способствует повышению надёжности преобразователя, а потому такой подход к выбору сопротивления затворного резистора тоже не корректен.
4. Резистор нужен для согласования и его величина не принципиальна.
При этом зачастую понятие «согласование» не раскрывается, но считается, что какой номинал не поставь, что 1 Ом, что 1 кОм – ничего от этого, в принципе, не изменится. Что следует отметить – такой принцип (исключительно из опыта автора) превалирует в среде разработчиков преобразователей малой мощности. На самом деле, конечно, номинал затворного резистора допускает большую погрешность: 1…3 Ом, 25…75 Ом и т.д.; т.е. вплоть до +50% от расчётного значения. Даже такой разброс практически не влияет на работу преобразователя, а при необходимости легко компенсируется иными цепями включения транзистора. Но даже для +50% необходимо хотя бы знать порядок этого номинала: единицы, десятки, сотни Ом… А такой разброс начального значения уже нельзя проигнорировать.
Таким образом, зачастую нет корректного понимания назначения затворного резистора, и далее пойдёт речь о действительном назначении этого элемента схемы.
Назначение затворного резистора
Иллюстрацией этого назначения служат рисунки 5 - 8. На рисунках приведено выключение IGBT-транзистора, схема нижнего ключа, в режиме одиночного импульса на активно-индуктивной нагрузке 50 Ом / 100 мкГн. Параллельно переходу коллектор-эмиттер установлен ограничитель напряжения 1100 В (факт.), снабберный конденсатор отсутствует. На рисунках 5 – 8 канал 1 – напряжение коллектор-эмиттер, канал 2 – ток транзистора (токосъёмный резистор установлен последовательно эмиттеру), канал 3 – сигнал в затворе.
На рисунке 5 в период 1 происходит выключение транзистора, ток нагрузки меняет своё направление и начинает протекать через обратный диод, амплитуда тока обратного диода – 10 А (приблизительно равен току в открытом состоянии). Далее в момент 2, по фронту выключения, через проходную ёмкость, появляется напряжение на затворе, которое приводит к паразитному отпиранию ключа. Как следствие – кратковременный бросок тока в прямом направлении, что мешает корректному выключению, но об этом режиме будет сказано ниже. Далее период 3 – токи ограничителя.
Если затворный резистор увеличить (рисунок 6), увеличивается фронт выключения в затворе, ток меняет направление медленнее, уменьшается амплитуда тока обратного диода до 2 А, как следствие уменьшается мощность обратного выброса (ограничитель здесь не срабатывает). Картину выключения снова портит паразитное отпирание, но в данном контексте это не принципиально.
Если затворный резистор уменьшить (рисунок 8), ток меняет направления значительно быстрее, в начале выключения его амплитуда достигает 20 А, а собственно в момент выключения (период 1 на рисунке 8) достигает почти 50 А, т.е. на обратный диод здесь приходится более 50 кВт импульсной мощности и далее следуют большие токи ограничителя. И если режимы выключения на рисунках 5 и 6 корректны, вполне приемлемы для реального преобразователя, то здесь такой режим (режим рисунка 8) наверняка приведёт к выходу из строя транзистора.
Так на что, прежде всего, влияет затворный резистор? На скорость переходных процессов. С практической точки зрения нас более интересует не то, как рекомбинируют основные / не основные носители заряда в этом процессе, эффекты di/dt и du/dt в отношении структуры кристалла, взаимовлияния переходов и т.п., а что зависит от этой скорости. А это, прежде всего, энергия потерь на включении (ударный ток), энергия потерь обратного диода (показательны графики зависимости энергии потерь обратного диода от номинала резистора, приводимые почти для любого импортного транзистора), амплитуда обратного выброса, динамические потери переключения. Всё это зависит от скорости протекания переходных процессов, которые, в свою очередь, зависят от номинала затворного резистора.
Если сопротивление резистора слишком мало неизбежны большие скорости нарастания тока и напряжения, зачастую не совместимые со структурной целостностью транзистора, «дребезг» на переключении, наводки импульсов в цепи управления, большая амплитуда выброса напряжения на выключении (читай – потенциальный пробой транзистора), тиристорный эффект для IGBT, сквозное отпирание паразитного биполярного транзистора в MOSFET и т.д. Всё это практически неизбежно влечёт за собой выходы их строя и, плюс к этому, причина таких отказов очень тяжело диагностируется.
Если сопротивление резистора слишком велико неизбежны повышенные нагрузки на транзистор в периоды переключения: большие динамические потери (перегрев), невозможность включиться или выключиться, если резистор не позволяет «пройти» ёмкость Миллера (читай – переход в активное состояние и выход из строя), плохая связь с драйвером и, как следствие, паразитное отпирание ключа (аналогично рисункам 5, 6), сквозные токи в инверторе из-за некорректно настроенного для таких задержек «мёртвого» времени и т.д. Всё это так же наверняка влечёт за собой выход из строя преобразователя.
Следовательно, хотя затворный резистор и позволяет «вольности» в смысле точности, вплоть до +50%, его необходимое типовое, оптимальное сопротивление обязано быть рассчитано, иначе выходов из строя не миновать. И далее существует несколько методов расчёта этого сопротивления.
Рисунок 5 – Выключение транзистора с Rg = 51 Ом Рисунок 6 – Выключение транзистора с Rg = 200 Ом
Рисунок 7 – Выключение транзистора с Rg = 0 Ом Рисунок 8 – Выключение транзистора с Rg = 10 Ом
Метод расчёта минимального сопротивления
Самый распространённый способ расчёта затворного резистора среди производителей драйверов (например, «CT Concept» в (1)) – расчёт минимального сопротивления резистора не приводящего к звону (возбуждению) на переключении (Rg min(non-osc)). Этот способ предлагается и производителями силовых модулей, например «Vishay» в (2). Так же этот способ популярен и среди разработчиков преобразователей, которые зачастую считают, что резистор только за тем и нужен, чтобы не допустить возбуждение, что, как уже было отмечено, не совсем верно.
Действительно, слишком малое сопротивление затворного резистора, менее значения Rg min(non-osc) приводит к возбуждению, что видно на рисунке 7, период 1: наблюдаются высокочастотные импульсы тока большой амплитуды, протекающего как в прямом направлении, так и через обратный диод. Как следствие, недопустимо высокий ток (рассеиваемая мощность) обратного диода на выключении в периоде 2. Такой режим работы ключа неминуемо приведёт к его выходу из строя даже на минимальной нагрузке, а потому номинал резистора менее Rg min(non-osc) недопустим в принципе.
Суть метода сводится к определению величины сопротивления через паразитную индуктивность цепей затвора и его ёмкость. Формула расчёта следующая:
Rg min(non-osc) = 2 х √ Lg / Cg
Ёмкость затвора – величина обязательно указываемая в паспорте транзистора, паразитная индуктивность указывается далеко не всегда (тем более никогда для отечественных изделий), но встречается. В качестве примера рассчитаем Rg min(non-osc) для IGBT и MOSFET-транзистора от «International Rectifire» («Infineon»), для которых в паспортах приведены значения паразитных индуктивностей затворов (значения в нГн и нФ).
Для IRLR120N: Rg min(non-osc) = 2 х √ 7,5 / 0,44 = 8,2 Ом
Для IRGPC60B120KD: Rg min(non-osc) = 2 х √ 13 / 4,3 = 3,5 Ом
Следовательно, если резистор меньше – это наверняка приведёт либо к его выходу из строя в преобразователе, либо к некорректным измерениям в тестовых схемах. Последнее утверждение объясняет значение Rg , и почему оно не нулевое, при которых измеряются временные характеристики транзисторов. В паспортах IRLR120N – это 11 Ом, для IRGPC60B120KD – это 4,7 Ом. Т.е. с небольшим запасом больше рассчитанных выше значений Rg min(non-osc) .
Проведём эксперимент для тестовой схемы: на рисунке 8 приведена осциллограмма выключения транзистора с затворным резистором номиналом его Rg min(non-osc). Действительно, возбуждение почти исчезло («почти» объясняется неидеальностью монтажа), временные характеристики в этом режиме наилучшие, подходящие для заявления в паспорте, но оставшийся недопустимо большим ток обратного диода (период 1) ясно указывает на то, что в реальном преобразователе резистор такого номинала всё же применять нельзя.
Таким образом, данный метод имеет следующие достоинства:
- простота расчёта;
- однозначное, без каких либо допущений, указание минимального сопротивления.
Недостатки:
- рассчитывается минимальное значение, но оно далеко не оптимально, а потому для реального преобразователя эта цифра скорее «для сведения»;
- практически очень тяжело посчитать паразитную индуктивность затвора, для которой помимо справочных данных (повторюсь – величина встречается не часто) необходимы значения паразитных индуктивностей и проводов подключения затвора-эмиттера, и затворных резисторов, и подключенных к затвору защитных цепей…
В итоге, метод хорош для производителей драйверов, чтобы потребитель «не уличил» их в некорректном управлении затвором (со звоном), хорош и для получения временные характеристик для паспорта, но практически, для реального преобразователя, не применим и в связи с низкой информативностью, и в связи с фактической невозможностью получения исходных данных.
Метод расчёта максимального сопротивления
На рисунке 5, в период 2, видно, что слишком большое сопротивление затворного резистора, в совокупности с отсутствием отрицательного запирающего напряжения в затворе, приводит к появлению отпирающего импульса в момент нарастания напряжения коллектор-эмиттер. Появление напряжения на затворе обусловлено наличием паразитной ёмкости затвор-коллектор (проходная ёмкость Сgc или Сres) и определённой скоростью нарастания напряжения коллектор-эмиттер (du/dt). Чем больше проходная ёмкость и чем выше скорость нарастания – тем этот отпирающий импульс мощнее и тем меньшее необходимо выходное сопротивление драйвера, чтобы его погасить («притянуть»).
Расчёт максимального сопротивления затворного резистора основываясь на вышеописанном эффекте предлагает «ON Semiconductor» в (4). В основу взята формула:
du/dt ≤ Uth / (Rg х Сgc)
Отсюда, чтобы не возникало отпирание транзистора на выключении как на рисунке 5 (и на рисунке 6), максимальное сопротивление затворного резистора должно быть:
Rg max = Uth / (Cgc x (du/dt))
Аналогично источнику (4) посчитаем максимальное сопротивление для транзистора FGA15S125P того же производителя («ON Semiconductor»):
Uth (Vge(th)) = 6 В, Cgc (Сres) = 20 пФ, допустим скорость нарастания минимальна du/dt = 2 кВ / мкс, тогда:
Rg max = 6 / (20х10-12 х 1000 / 1х10-6) = 150 Ом
Сам производитель нормирует параметры при сопротивлении 10…70 Ом.
Посчитаем максимальное сопротивление затворного резистора для IRGPC60B120KD:
Uth (Vge(th)) = 5 В, Cgc (Сres) = 160 пФ, допустим du/dt = 2 кВ / мкс, тогда:
Rg max = 5 / (160х10-12 х 1000 / 1х10-6) = 15 Ом
А для скорости нарастания порядка 3 кВ / мкс (типовая скорость для преобразователей мощность от единиц до десятков кВт) получаем и вовсе не более 10 Ом. Производитель нормирует сопротивление 5…100 Ом. Что-то не то…
Посчитаем сопротивление для более мощного транзисторного модуля SKM400GB12V («Semikron»).
Uth (Vge(th)) = 6 В, Cgc (Сres) = 2356 пФ, допустим так же du/dt = 2 кВ / мкс (при этом добиться такой низкой скорости, фактически, невозможно), тогда:
Rg max = 6 / (2356х10-12 х 1000 / 1х10-6) = 1,27 Ом
Производитель нормирует сопротивление не менее 3 Ом (до 15 Ом), а из расчёта следует, что оно должно быть не более 1,2 Ом.
Выходит, метод даёт очень большую набегающую погрешность. Объясняется эта погрешность тем, что не учитывается наличие отрицательного запирающего напряжения, не учитывается ёмкость затвора (которая, в основном, и «съедает» паразитный импульс). Из формулы, в частности, следует что установка параллельно затвору дополнительной ёмкости никак не влияет на устойчивости связки драйвер-транзистор. Но такая ёмкость, «съедающая» импульс в затворе на выключении, без ущерба качества связи транзистор-драйвер, является нормой для высоковольтных преобразователей. Так же не учитывается очень большая нелинейность зависимости величины проходной ёмкости от номинального тока коллектора. В вышеприведённых расчётах: 15 А – 20 пФ; 60 А – 160 пФ; 300 А – 2356 пФ, т.е. ток увеличился в 20 раз, а ёмкость более чем в 100 раз. При этом пороговое напряжения для IGBT любой мощности почти одинаково: 6 + 2 В. Плюс к этому не совсем понятно на каком напряжении брать в расчёт Сres , т.к. эта величина сильно зависит от напряжения коллектор-эмиттер, а в последнее время в паспортах данная зависимость не приводится.
Иначе говоря, изначально принято много упрощений, в результате которых метод актуален 1. только для IGBT с током коллектора не более нескольких десятков Ампер, 2. если драйвер не обладает отрицательным запирающим напряжением и 3. если не принято дополнительных мер по защите от указанного эффекта. А если рассчитывать без этих упрощений, то во-первых не совсем понятно как именно всё учесть, а во-вторых, расчёт становится сложным и неоднозначным.
Но есть и достоинства:
- для малых мощностей метод применим и в совокупности с предыдущим способом даёт корректный диапазон минимального и максимального сопротивления затворного резистора.
Недостатки:
- очень узкий диапазон применяемости.
Метод расчёта оптимального сопротивления
Метод расчёта сопротивления затворного резистора через временные характеристики, пожалуй, самый популярный в среде «теоретиков». Существует множество вариантов, как исходя из цифр и графиков приведённых в паспорте, посчитать искомую величину. Суть этого метода, например, хорошо расписана у «International Rectifire» в (3). В основе лежит формула расчёта заряда:
q = i х t
Следовательно, можно подсчитать величину тока, необходимую для требуемой длительности переключения транзистора с известным суммарным зарядом затвора:
Ig = Qg / Т
Учитывая, что ток здесь рассчитывается по закону Ома, получаем формулу расчёта затворного резистора:
Rg = (∆U х Т ) / Qg
Например, транзистор IRGPC60B120KD (Qg = 340 нКл), управление осуществляется от драйвера с выходным напряжением -5…+15 В (т.е. ∆U = 20 В), необходимо время переключения 0,5 мкс, следовательно:
Rg = (20 х 0,5) / 0,34 = 29,4 Ом.
Действительно, всё просто, за исключением одной величины: каким должно быть «Т» ? В вышеуказанном примере – это 0,5 мкс, но почему не 100 нс или 10 мкс? Какой должна быть эта «длительность переключения»? Для определения этой величины, которая взята как априори в указанном выше расчёте, а равно и в расчёте (3), необходимо обращаться к расчётам, гораздо более сложным и к исходной информации из паспортов касаемых временных характеристик используемого транзистора.
В паспортах часто (но не всегда, а для отечественных изделий даже в ТУ почти никогда) приводятся зависимости временных характеристик и/или энергий потерь от номинала затворного резистора. На рисунке 3, 4, 9 приведены примеры таких графиков для транзисторных модулей разной мощности 2MBI800U4G-120 («Fuji», 800 А), SKM300GB126D («Semikron», 300 А), IRGP4069D («International Rectifire», 35 А). Обращает на себя внимание разные характеры зависимостей и по величине, и по тренду. В некоторой степени это объяснятся просто тем, что это разные модули. Но, при более пристальном рассмотрении, выясняется, что это не основополагающий фактор. Судя по всему, гораздо больше влияет метод. Показателен пример для величины фронта «tr»: у «Fuji», рисунок 1, это значение измеряется между 10% Ic и 10% Uce (т.е. между током и напряжением); у «International Rectifire», рисунок 2, между 10% и 90% от Ic. Так же у «Fuji» величина «tf» измеряется по условному продолжению фронта, без учёта токового «хвоста», чем, в частности, объясняется практически отсутствие зависимости величины «tf» от резистора на графике рисунка 9, хотя если измерять «tf» с учётом этого «хвоста», то зависимость была бы очень видна, как, например, у «Semikron» на рисунке 3. Но здесь метод тоже непонятен: выходит, увеличение затворного резистора приводит к более быстрому выключению. Т.е. у «Semikron» тоже какой-то свой метод. Говоря другими словами, зависимость временных характеристик от затворного резистора очень условна и эта «условность» для каждого производителя своя, общепризнанного стандарта нет. И как тогда применить к этим данным формулы? Что в итоге будет посчитано? И в реальном преобразователе наверняка не будет идеальных условий переключений: отставание тока/напряжения, звон на переключениях, влияние снабберов, накладываемые обратные токи… Времена будут совсем другими, т.е. даже эта, довольно полная информация, приведённая в паспортах, по сути справочно-ознакомительна и к реальному преобразователя относится очень косвенно.
Отсюда основной недостаток метода:
- отсутствие исходных данных определения «длительности переключения» для отечественных транзисторов и их «условность», неоднозначность, сложность получения для импортных транзисторов.
Достоинства:
- если «по аналогии» из какого-либо похожего преобразователя или из соот. литературы узнать величину «длительности переключения» (фактически – длительность фронтов управления затвором), то без труда можно сделать так же и для своей разработки, а величина Rg наверняка будет посчитана корректно.
Рисунок 1 – Диаграмма определения временных характеристик «Fuji»
Рисунок 9 – График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для 2MBI800U4G-120 («Fuji»)
Рисунок 3 – График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для SKM300GB126D («Semikron»)
Рисунок 4 – График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для IRGP4069D («International Rectifire»)
Рисунок 2 – Диаграмма определения временных характеристик «International Rectifire»
Принципы расчётов минимального, максимального и оптимального сопротивления затворного резистора приведены; прояснены принципы, теория и ошибки. Что это даёт разработчику? Если речь идёт о разработке преобразователя на основе импортных модулей, то из вышесказанного можно почерпнуть информацию о направления поиска и если усердно взяться за решение проблемы, то исключительно теоретически можно правильно рассчитать затворный резистор. Если же речь идёт о разработке преобразователя на отечественной элементной базе, то здесь данных явно недостаточно. Т.е. указанные методы хороши для теории, может быть для сведения и общего развития, но практически слабо/сложно применимы. Потому требуется продолжение. И в следующей части настоящего исследования речь пойдёт о практическом способе расчёта затворного резистора для реальной задачи построения преобразователя.
Список используемой литературы:
1. «CT Concept», Application Note «IGBT and MOSFET drivers correctly calculated» (AN-1001)
2. «Vishay», Application Note «How to Design an Rg Resistor for a Vishay Trench PT IGBT» (№ 95690)
3. «International Rectifire», Application Note «A new gate charge factor leads to easy drive design for power MOSFET circuits» (№ 944A)
4. «ON Semiconductor», Application Note «IGBT Gate Drive Considerations» (AND9052/D)
5. «Microsemi», Application Manual «Advanced IGBT Driver» (№1903)
