Защита силового транзистора. Часть 1
Защита силового транзистора. Часть 1: перенапряжение.
Статья посвящена проблемам защиты транзисторов с полевым управлением в аварийных ситуациях вызванных перенапряжением (часть 1) или токовыми и температурными перегрузками (часть 2). Проблемы освещаются с практической точки зрения.
На сегодняшний день технология транзисторов с полевым управлением, как MOSFET, так и IGBT достигла удивительных высот; уже никого не удивляет одиночный ключ на биполярном транзисторе с изолированным затвором, способный коммутировать несколько мегаватт мощности. Но, несмотря на это, IGBT и MOSFET всё ещё остаются довольно «хрупкими» в плане устойчивости к аварийным ситуациям, которые могут возникнуть в процессе их работы. Безусловно, с 80-х годов прошло много времени, IGBT уже не так боятся КЗ и dI/dt, но, тем не менее, отсутствие каких либо мер защиты силового ключа может привести к серьёзным последствиям в случае возникновения нештатного режима работы. Именно поэтому, защита силового транзистора является далеко не второстепенной задачей в процессе создания как преобразователей в целом, так и драйверов управления транзисторами.
Безусловно, защите транзисторов с полевым управлением посвящено ни мало работ, но в подавляющем большинстве случаев они излишне «теоретизированы»: расчёт траектории выключения в режиме КЗ, расчёт снабберных цепей, расчёт статических и динамических потерь… Всё это хорошо, но зачастую у разработчика просто нет времени, чтобы помимо самого преобразователя (а это не только схема, но и испытания, сборка, технология, документация и т.д., и т.д.), рассчитывать ещё и защиту силового ключа. Как правило, в такой ситуации просто ставят драйвер, например, от небезызвестного CT Concept и уповают, что если что, уж он-то защитит; в конце концов, не такая уж это и сложная задача – защита. А такой подход очень часто ведёт к убыткам, нервотрёпке и, главное, ставит очень неприятную задачу – разобраться с проблемой, а разбираться, когда вся документация уже готова, подписана во всех инстанциях, а на исследование отказа выдана только кучка обгоревшей пластмассы очень неприятно. Потому, проще подготовиться ещё в процессе проектирования, благо, что это не так уж и сложно. Данная статья как раз и посвящена защите транзисторов с полевым управлением, как MOSFET, так и IGBT, с практической, основанной исключительно на опыте, точке зрения.
Но, вследствие чего транзистор вообще может выйти из строя? Не считая механических повреждений, это только либо пробой напряжением, либо перегрев (в т.ч. и из-за перегрузки по току). При этом пробой напряжением делится на пробой перехода затвор-эмиттер и пробой коллектор-эмиттер. И именно об этих причинах выхода из строя пойдёт речь в первой части. Во второй же части будет рассмотрен перегрев. В результате, в первой и второй частях будут выявлены все виды возможных причин отказов транзисторов с полевым управлением и, по мере сил, предложены способы борьбы с данными аварийными ситуациями.
Итак, для начала о перенапряжении затвор-эмиттер. Перенапряжение затвор-эмиттер может быть вызвано несколькими причинами: неисправность драйвера, наводки на линии связи драйвера с транзистором, попадание напряжения на затвор через ёмкость Миллера. Последнее, к слову сказать, очень трудно диагностируемая причина выхода из строя. Не смотря на то, что современные транзисторы обладают достаточно малой ёмкостью Миллера, которая не способна привести к выходу из строя затвора, всё ещё встречаются «атавизмы» среди транзисторов, для которых пробой затвора через ёмкость коллектор-затвор не редкость. Особенно этой бедой страдают транзисторы специального назначения; бывали случаи, когда MOSFET на 200 В уже при бросках напряжения сток-исток амплитудой всего лишь 70…80 В, правда с довольно существенной скоростью нарастания тока и напряжения, выходил из строя (нагрузка – двигатель в несколько сот Ватт). Побороться с этой проблемой удалось только путём установки стабилитрона непосредственно на затвор; на расстоянии 50 мм (через витую пару) этот стабилитрон практически не играл никакой роли.
В большинстве случаев, бороться с этой причиной проще всего: достаточно между затвором и эмиттером установить ограничитель напряжения (как правило, на 18 В) и всё; ёмкость затвора сама снизит dU/dt до значений, с которыми справится ограничитель, тем более, что у большинства транзисторов затвор выходит из строя при напряжении не менее 35 В (а то и 45 В), а значит есть существенный запас для подавления импульса перенапряжения. Единственное обязательное требование – ограничитель должен быть установлен как можно ближе к транзистору; даже если есть связь проводами длинной всего несколько сантиметров, для отдельных транзисторов это расстояние может стать губительным (см. предыдущий пример). Что касаемо типа ограничителя и вообще выбора между стабилитроном и ограничителем, то как показывает практика – разницы здесь практически нет. Для примера скажу, что сравнивая 1,5КЕ18 и 2С218 отличий в амплитуде выбросов на затворе видно не было; разница, конечно, в мощности, но это уже другая история.
Ещё один не менее эффективный способ – установка обратного диода с затвора на цепь плюсового питания драйвера. Диод, желательно, Шоттки. Такой способ очень эффективен для большой скорости нарастания напряжения на затворе и, в частности, очень широко используется совместно с «активной» защитой от перенапряжения коллектор-эмиттер, о которой будет сказано ниже. Но применение этого схемного решения ограничено: во-первых, транзистор должен быть подключен непосредственно к драйверу, без дополнительных линий связи, а во-вторых, выходная ёмкость DС/DC-преобразователя драйвера должна составлять не менее 47…100 мкФ, чтобы «проглотить» импульс, а его мощность, по возможности, хотя бы несколько десятков Ватт, иначе (если импульсы будут проходить постоянно, например на каждом выключении) можно перегрузить преобразователь, и тогда не транзистор, а драйвер выйдет из строя. Впрочем, обратный диод – скорее для перестраховки; хватает и одного ограничителя, установленного непосредственно на затворе транзистора.
Теперь о перенапряжении коллектор-эмиттер. Если токовые причины выходы из строя дают время на принятие решения о защите, то перенапряжение такового времени не даёт, т.к. для транзистора достаточно всего несколько нс, чтобы выйти из строя, а за такое время ни одна защита подключиться не успеет. Поэтому с перенапряжением следует бороться превентивными способами. Существует два основных способа борьбы: активный и пассивный. Активный подразумевает такое управление транзистором, при котором минимизируются выбросы напряжения; сюда относятся «активная» защита и плавное выключение. Активная защита, как правило, подключается по мере необходимости, а значит, не ведёт к увеличению динамических потерь в штатном режиме работы, но уступает своим быстродействием и простотой реализации защите пассивной. Пассивная защита, в отличие от активной, включена всегда, независимо от того, требуется ли в данный момент защита, или нет. Данная защита представлена двумя способами: снижение dU/dt и ограничение. К первому относятся различного рода снабберы, ко второму – ограничители и варисторы. Далее по порядку.
Снаббер, в простейшем случае – это просто конденсатор. И как показывает практика, RC и RCD-снабберы не обладают какими-либо существенными преимуществами в сравнении с одиночным конденсатором. К конденсатору, в свою очередь, предъявляется ряд требований: конденсатор должен быть установлен как можно ближе к силовым выводам коллектора и эмиттера транзисторного модуля; если поставить его «где-то» на шине – эффективность будет значительно меньше. В свою время проводился эксперимент: при конденсаторе установленном внутри модуля при напряжении питания 550 В, и при работе инвертора на нагрузку 5,5 кВт наблюдались выбросы амплитудой до 650 В; когда конденсатор был установлен всего лишь на шины питания (связь: пайка шин – шины модуля – винтовое крепление – силовые шины) выбросы увеличились почти до 800 В. Разумеется, конденсатор тот же, режимы те же. Помимо этого, очень желательно, чтобы конденсатор не прикручивался, а паялся, т.к. крепление прижимом так же значительно снижает эффективность снаббера. Ещё снижается эффективность снаббера, если конденсаторы набраны последовательно (по причине увеличения паразитного активного сопротивления), или параллельно, т.к. три конденсатора по 0,1 мкФ не эквиваленты одному на 0,33 мкФ; оптимальный вариант – установка одиночного конденсатора.
Если в преобразователе имеется несколько модулей, то количество конденсаторов вовсе не должно быть таким же, что и количество силовых транзисторов. Количество снабберов определяется скорее топологией силовой схемы преобразователя, нежели собственно схемой электрической принципиальной. Самый простой пример: несколько транзисторов, включённых параллельно. Если силовые шины разведены правильно, а именно: шины широкие, шины «+» и «-» идут одна под другой, расстояние между силовыми модулями минимальное, то достаточно одного снаббера (например, 0,1 мкФ), установленного на шинах питания. Если расстояние между модулями относительно велико, а связь между ними осуществляется проводами (особенно, если сечение этих проводов недостаточно), то необходима установка снабберов на каждый модуль, причём, при тех же прочих условиях, номинал каждого снаббера должен быть так же по 0,1 мкФ. Объясняется это тем, что снаббер, по своей сути, предназначен для «чистки» питания, и если паразитные индуктивности связей отдельных точек питания минимальны, то нет необходимости «чистить» каждую точку отдельно. И наоборот: если индуктивность связей велика, то каждая точка питания должна «чиститься» отдельно. Это же правило относится и к схеме как таковой. Например, как показали эксперименты, нет разницы между одним снаббером, установленным на шинах питания трёхфазного инвертора и такой схемой, где конденсаторы стоят параллельно каждому транзистору. Конечно, разница будет в номиналах, но что так удавалось в лучшем случае добиться выбросов в 50 В, что так; нет смысла увеличивать габариты схемы. В общем, лучше сделать упор на топологию, нежели на количество снабберов и увеличение габаритов.
Что касаемо типа конденсатора, то в подавляющем большинстве случаев достаточно обычных К73-17, а порою и вовсе К10-17. Не имея опыта общения со специализированными импортными конденсаторами, не могу сказать, есть ли «у них» конденсаторы гораздо лучше, однако, сравнивая с отечественными малоиндуктивными и специализированными конденсаторами, для себя убедился, что разницы их с К73-17 практически нет. Зато есть отличие между навесными конденсаторами и SMD-конденсаторами. В своё время была предпринята попытка замены навесного конденсатора на SMD того же типа и номинала. В результате, до того за многие годы не было ни одного отказа навесного конденсатора, а SMD конденсаторы взорвались в двух аварийных ситуациях из трёх и, как следствие, от них пришлось отказаться. Детальные проверки по этому поводу не проводились, поэтому трудно сказать, в чём именно дело: в устойчивости к перенапряжению, в импульсной мощности или ещё в чём либо, но факт налицо.
Параметры конденсаторов. Безусловно, ёмкость должна рассчитываться согласно индуктивностям, как нагрузочным, так и паразитным, но, как показывает практика, номинал снабберного конденсатора почти всегда остаётся одним и тем же, по крайней мере, в области управления двигателями различных типов мощностью от сотен Ватт до десятков киловатт. Это 0,1…0,4 мкФ (оптимально 0,22 и 0,33 мкФ) независимо от двигателей, режимов, напряжения и т.д. Причём, дальнейшее увеличение ёмкости малоэффективно; изменение номинала с 0,1 мкФ на 0,33 мкФ даёт выигрыш в подавлении импульса напряжения до 50%, а увеличение ёмкости ещё на целый порядок (до 3,3 мкФ) в лучшем случае даст 10…20%, а далее подавление и вовсе начнёт уменьшаться.
Перейдём ко второй разновидности пассивной защиты: ограничение. Если смысл снаббера заключается в снижении dU/dt и, тем самым, в уменьшении пиковой амплитуды выброса напряжения, то смысл ограничения в «обрезании» напряжения на установленном уровне. Для этих целей используются либо ограничители напряжения, либо варисторы. Последние не нашли широкого применения для транзисторов в виду низкого быстродействия, а вот ограничители используются очень широко.
Рекомендации по установке ограничителей аналогичны рекомендациям для снабберов. Ограничители можно набирать последовательно (но не параллельно), причём такой способ удобен не только для подбора требуемого напряжения, но и для увеличения максимальной мощности. Например, четыре ограничителя на 1,5 кВт и 200 В будут в два раза мощнее, нежели два таких же ограничителя на 400 В, хотя их номинальное пробивное напряжение останется тем же. Номинальное пробивное напряжение ограничителя следует выбирать исходя из того правила, что оно должно быть на 30% выше номинального напряжения питания и на 30% ниже предельно-допустимого напряжения коллектор-эмиттер транзистора. Варьирование от этой точки в ту или иную сторону зависит от того, что критичней: либо перегрев ограничителей (а из этого следует увеличение габаритов), либо риск пробоя силового транзистора.
По части ограничителей радует ещё и тот факт, что наконец появились малоиндуктивные мощные высоковольтные ограничители специального назначения, производства НЗПП (г. Новосибирск), что значительно упрощает проектирование силовых устройств спецназначения.
Однако, ограничители имеют тот минус, что их быстродействие не идеально; как правило задержка их срабатывания составляет от 10 нс до нескольких десятков нс. И порой это очень много. Современным транзисторам вполне под силу создать длительность выключения в 20…30 нс, а это означает, что, например, при питании 600 В и ограничителе на 800 В длительность нарастания напряжения от 800 В до 1200 В (пробой для транзистора) будет составлять менее 10 нс; ограничитель просто не успеет открыться, как уже выйдет из строя силовой транзистор. Следовательно, длительность выключения транзистора должна составлять никак не менее 50 нс, а лучше 100 нс. Поэтому, если не «подготовить» схему путём снижения dU/dt, то толку от ограничителей не будет. Снизить же dU/dt можно либо тем же самым снаббером, либо путём затягивания выключения управляющего импульса. Тогда и только тогда ограничитель сможет защитить силовой транзистор.
Переходим к активной защите. Самый простой способ в этом разделе – плавное выключение транзистора. При этом, в этой, первой части речь пойдёт о плавном выключении, которое присутствует всегда, независимо от того, перешёл ли управляющий драйвер в аварийный (вследствие КЗ нагрузки транзистора) режим работы или нет; о режиме КЗ и присущем ему плавном выключении будет сказано во второй части. Как правило, с целью формирования плавного выключения устанавливают затворный выключающий резистор относительно большого номинала. Как следствие, имеет место быть длительное рассасывание ёмкости затвора и, тем самым, меньшая скорость выключения. Такая практика увеличения длительности выключения общепринята, однако, если драйвер не покупной, а разрабатывается собственными силами, то можно порекомендовать небольшую хитрость: плавное выключение лучше формировать до оконечного каскада драйвера (если этот каскад собран на биполярных транзисторах) путём установки в базы транзисторов конденсатора, заряжающегося (включение) через диод, а разрежающегося (выключение) через резистор. В смысле собственно длительности фронта от этого ничего не изменится, но зато значительно уменьшится выходное сопротивление драйвера, а значит увеличится помехоустойчивость и устойчивость dU/dt драйвера в статическом запирающем режиме. Но это к слову.
Длительность фронта независимо от режимов работы и типа транзистора в идеале должна составлять 1…3 мкс; можно, если очень требует нагрузка, расширить этот диапазон до 0,5…5 мкс. Если и дальше уменьшать длительность выключения, то это уже и не плавное выключение получается, а если увеличивать, то особого улучшения тоже практически не будет; только динамические потери возрастут. Разумеется, порой динамические потери или высокая частота переключения не позволяют так затягивать фронты, но тогда, значит, этот способ просто не подходит и тут уже ничего не поделаешь, но если потери прощают, то лучше всё-таки перестраховаться и сделать спад хотя бы 1 мкс. При этом длительность спада должно отмеряться относительно 0 В, а не относительно отрицательного напряжения. Т.е., если транзистор управляется напряжением +15 В / -10 В, то те самые 1…3 мкс должны пройти при переходе от +15 В до 0 В, а не до -10 В; выключение до -10 В может быть и в два раза длиннее. Объясняется такая точка отсчёта тем, что транзистор гарантированно закрывается при напряжении 0 В и то, как дальше будет выглядеть напряжение на его затворе, ему безразлично; это всего лишь хвост схемы управления и не более того. По этому поводу, раньше для драйверов (например, старые драйверы Mitsubishi), нормировали плавное выключение по уровням 90-50% и 90-10%, сейчас же принято заявлять только последнее значение.
«Активная» защита, пожалуй, самое сложное схемное решение для реализации защиты от перенапряжения силового транзистора. Под «активной» защитой («active clamping») подразумевается такая схема, при которой «избыточное» напряжение с цепи коллектор-эмиттер передаётся на затвор, в результате чего транзистор приоткрывается и «подсаживает» силовое напряжение. Схемно защита представлен цепью стабилитронов (ограничителей) катодом подключенной к коллектору, а анодом, через токоограничивающий резистор, непосредственно к затвору (для надёжности драйвера желательно, чтобы ток защиты шёл в оконечный каскад через затворный резистор).
В такой защите есть свои плюсы: она запросто заменяет ограничитель в цепи коллектор-эмиттер и благодаря тому, что в большинстве драйверов plug-n-play она встроена, не требует расчётов и дополнительного обвеса. Но есть и минусы. Во-первых, для эффективной реализации данной защиты драйвер должен быть установлен непосредственно на силовой модуль, иначе паразитные индуктивности связей сведут на нет всю эффективность. Во-вторых, быстродействие «активной» защиты сопоставимо с быстродействие ограничителей, а потому приемлемо, но не идеально. В-третьих, применять такую защиту в полумостовой схеме следует с большой осторожностью, необходимо увеличение «мёртвого» времени на переключение, иначе пока один транзистор будет в процессе закрывания (в активном режиме в области отпирания/запирания), второй может открыться по сигналу управления, а значит возникнут сквозные токи и далее в зависимости от схемы и топологии. В-четвёртых, и это самое важное, такая защита создаёт определённые трудности для драйвера. Сам принцип работы «активной» защиты заключается в том, что в то время, когда драйвер подаёт и удерживает на затворе запирающее напряжение, цепи «активной» защиты пытаются наоборот подать отпирающее напряжение. Если нет затворного резистора, или он очень мал (порядка Ом и долей Ома), то это можно сделать только выводя нижний ключ оконечного каскада драйвера из состояния насыщения. И хотя данный режим длится не так уж и долго, при хроническом срабатывании защиты выходной каскад драйвера может перегреться и сгореть. Потому, в отличии от всех прочих методов, которые могут работать на каждом выключении, данный метод всё-таки лучше использовать как пожарный, особенно если мощность драйвера невелика.
Характерной ошибкой при разработке «активной» защиты является неправильный выбор токоограничивающего резистора. Например, ставится резистор 50 Ом в драйвере с выходным импульсным током 25 А при напряжении +15 В / -10 В. Считаем: выходное сопротивление драйвера 25 В / 25 А = 1 Ом, т.е. имеем делитель с -10 В на напряжение защиты в соотношении 1 Ом к 50 Ом. Чтобы открыть транзистор, нужно 4 В, следовательно, необходимо поднять напряжение на 14 В в средней точке делителя 1/50, т.е. необходимо плюс ещё 700 В к напряжению пробоя ограничителей цепи защиты. Скорее всего такая защита работать не будет. Потому токоограничивающий резистор должен рассчитываться и исходя из этого должна делаться поправка на напряжение ограничения. Впрочем, как правило ставят резисторы номиналом в несколько Ом и тогда и драйвер особо не перегружается, и транзистор отпирается почти там, где надо.
В общем, разновидностей схемных решений для реализации защиты от перенапряжения существует довольно много. Самая эффективная реализация защиты – сочетание вышеуказанных способов, ведь каждый способ в отдельности гораздо менее эффективен, нежели в совокупности. Основной принцип борьбы с перенапряжением сводится к тому, чтобы снизить dU/dt и далее «обрезать» напряжение на приемлемом уровне. Если поставить только ограничитель, он не успеет сработать, если к нему поставить снаббер, но оставить быстрое выключение транзистора, то по причине паразитных составляющих он может не успеть затянуть скорость нарастания напряжения, а значит нужно плавное выключение транзистора. Таким образом, плавное выключение делает скорость нарастания напряжения приемлемой для того чтобы успел отработать снаббер, снаббер заваливает выключение, а ограничитель, через какое-то время, его обрезает. Это, конечно, в идеале; на практике не всегда допускается и получается всё это реализовать, к тому же борьба с перенапряжением – это всегда увеличение динамических потерь, что тоже требует компромисса. Но, тем не менее, победить перенапряжение можно: из практики известно, что транзисторный модуль трёхфазного инвертора может безбоязненно осуществлять всего за несколько сот мс реверс с полного хода вентильного двигателя мощностью до 7 кВт, при напряжении питания 500 В, при работе на очень высокоинерционный винт, а это что-то, да значит.
